新型EPWM斩波器式交流稳压电源的原理分析
式中:bn=f(ωt)sinnωtd(ω t)
对于基波,n=1。由于被EPWM斩波的波形是正弦波,即f(ω t)=Umsinωt,所以
b1==
=
=DUm(6)
对于谐波,则
bn=
当n=kN±1,k=1,2,3,……时,对上式求解得
bkN±1==-
sinkDπ(7)
当n≠kN±1时,bn≠kN±1=0。
所以EPWM正弦斩波电压的傅里叶级数表示式为
uab=DUmsinωt-sinkDπsin(kN±1)ωt(8)
考虑到Tr的变比ξ:1,补偿电压uco表示式为
uco=Dsinωt-
sinkDπsin(kN±1)ωt(9)
用LFCF滤除高次谐波后得到补偿电压为
uco=Dsinω t=D
(10)
由式(8)中的谐波幅值sinkDπ可以算出,当载波三角波频率fc=10kHz,N=200,D=0.1~0.9时,基波与各次谐波的幅值如表1所列。基波和各次谐波与调制比亦即占空比D的关系曲线如图4所示。可知EPWM正弦斩波电压的谐波频率与载波比N成正比,N越大谐波频率越高,所需的滤波器LFCF的参数值也越小。所以,根据表1及图4可以计算LF及CF的值。
表1 基波与各次谐波的幅值(fc=10kHz,N=200)
谐波 分量 | 占空比D | ||||||||
---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
0.1 | 0.2 | 0.3 | 0.4 | 0.5 | 0.6 | 0.7 | 0.8 | 0.9 | |
b1/Um | 0.1 | 0.2 | 0.3 | 0.4 | 0.5 | 0.6 | 0.7 | 0.8 | 0.9 |
b199/Um | -0.0984 | -0.1871 | -0.2575 | -0.3027 | -0.3183 | -0.3027 | -0.2575 | -0.1871 | -0.0984 |
b201/Um | -0.0984 | -0.1871 | -0.2575 | -0.3027 | -0.3183 | -0.3027 | -0.2575 | -0.1871 | -0.0984 |
b399/Um | -0.0935 | -0.1514 | -0.1514 | -0.0935 | 0 | 0.0935 | 0.1514 | 0.1514 | 0.0935 |
b401/Um | -0.0935 | -0.1514 | -0.1514 | -0.0935 | 0 | 0.0935 | 0.1514 | 0.1514 | 0.0935 |
b599/Um | -0.0858 | -0.1009 | -0.0328 | 0.0624 | 0.1061 | 0.0624 | -0.0328 | -0.1009 | -0.0858 |
b601/Um | -0.0858 | -0.1009 | -0.0328 | 0.0624 | 0.1061 | 0.0624 | -0.0328 | -0.1009 | -0.0858 |
b799/Um | -0.0757 | -0.0468 | 0.0468 | 0.0757 | 0 | -0.0757 | -0.0468 | 0.0468 | 0.0757 |
b801/Um | -0.0757 | -0.0468 | 0.0468 | 0.0757 | 0 | -0.0757 | -0.0468 | 0.0468 | 0.0757 |
图4 谐波分量与占空比D的关系曲线
3 对市电电压波动的补偿与Tr容量
当市电电压us波动时,将会引起负载电压uL的波动。为了保持uL稳定不变,必须用补偿电压uco对市电电压的波动进行补偿。当Us>Ur时须进行负补偿,使Us-Uco=UL=Ur;当UsUr时须进行正补偿,使Us+Uco=UL=Ur,所以
UL=Us±Uco=Ur(11)
正补偿时取正号,负补偿时取负号。
假定补偿变压器Tr的变比为ξ:1,桥式斩波器的输出电压基波为uab1=DUmsinωt
则 Uco=(12)
将式(12)代入式(11)得
UL=US±Uab1(13)
桥式斩波器的基波输出电压
Uab1=DUL(14)
将式(14)代入式(13)得
UL=US±UL(15)
或UL(- +)UL=US,UL(1- +
)=US
UL=(16)
正补偿时取正号,负补偿时取负号。当占空比D=1时,最大正、负补偿电压由式(12)得
Uco,max=(因为此时Uab1=DUL=UL)。
当市电电压的波动范围为±15%时,最大补偿电压
Uco,max=0.15UL=(17)
由于补偿变压器Tr初次级匝比为
ξ==6.667(18)
而补偿变压器次级电流,即市电输入电流
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